氮化鎵技術如何應用在適配器和充電器領域？

1 簡介

寬帶隙功率半導體的商業可用性及其明顯更好的品質因數對許多客戶提出了一些基本問題：基于這些寬帶隙器件的系統解決方案在功率密度和效率方面有多好？基于硅的解決方案在多大程度上可能會使用更復雜的拓撲結構和控制技術去實現同樣的性能？

本文試圖為兩個應用領域，即適配器和緊湊型充電器提供這些問題的答案。

作為橫向功率器件的 GaN HEMT 與其相應的硅器件相比具有低一個數量級的柵極電荷和輸出電荷。結合幾乎為零的反向恢復電荷，它可以實現反向導通器件的硬換向。因此，GaN 支持更簡單的拓撲結構以及優化的控制方法在軟開關和（部分）硬開關之間無縫切換。盡管低壓和中壓等級的硅基功率器件的硬換向是可以接受的，但對于技術突出的 600V 超級結器件，可防止由于損耗和電壓過沖而導致的任何此類操作。AC- DC 應用的設計者有三種選擇為使用寬帶隙器件做下一個最佳替代方案：單端拓撲結構，例如升壓轉換器作為功率因數校正級，在圖騰柱 PFC 中通過相應的控制方法（如三角電流模式(TCM)操作）嚴格避免硬換向，或使用輸入串聯轉換器架構，其中電壓應力分布到幾個串聯連接的轉換器級上。

雖然單端拓撲結構可能不符合效率目標，但雙升壓等替代解決方案可能無法滿足空間或成本目標。盡管輸入串聯解決方案已證明其能夠達到效率和密度目標[1]，但控制方法仍然具有挑戰性，并且可能僅限于將此概念用于高功率部分。

當試圖克服 65W 適配器的 20W/in3密度目標時，緊湊型充電器的設計選擇明顯縮小。在大多數或所有操作條件下需要回收漏電感中的能量并提供零電壓開關，排除了許多單端拓撲結構選擇。

本文探討了 GaN HEMT 與僅次之的硅替代品相比的價值。

2 器件原理及概念

由于GaN HEMT與其硅對應器件之間存在競爭，超級結器件顯然是最佳選擇，讓我們首先簡要回顧一下最新的技術成就。 超級結器件已推出十多年，導通電阻越來越低[2]，并因此降低了器件寄生電容使器件本身具有更快的開關 速度。圖 1 顯示了三代后續超級結晶體管與增強型 GaN HEMT 的輸出電容特性的對比。圖 2 顯示了存儲在 輸出電容中的能量。

即使 GaN 的輸出電容在低電壓范圍內顯著降低，存儲在輸出電容中的能量也相當接近超級結器件所實現 的能量值。由于這種能量在每個開關周期硬開關瞬變期間耗散為熱量，因此從該圖中已經明顯看出 GaN 的 真實值將在基于半橋的電路中并且將限于單端拓撲結構中。 圖 3 顯示了作為軟開關轉換的關鍵參數之一的存儲在輸出電容中的電荷比較。

在單端拓撲結構中，損耗將由EOSS參數控制，而在基于半橋的電路中，存儲在輸出電容[3]中的電荷和反向恢復電荷控制著損耗。雖然超級 結器件針對極低的EOSS品質因數進行了優化，但GaN HEMT提供了更有利的QOSS品質因數，第一代產品已經比同類硅產品好一個數量級。

3 應用實例

寬電壓輸入手機充電器 為了定量評估寬帶隙功率器件提供的性能改進，我們針對各種應用執行了多目標優化。這種方法允許我們 考慮轉換器設計中的所有可用自由度，例如各種拓撲結構、變換器的交錯、開關頻率和半導體使用，以及 每種潛在設計效率和功率密度的結果。這樣的分析揭示了包含所有帕累托最優設計的包絡函數，并允許評 估整個應用的效率和密度之間的權衡[4]。

3.1 非對稱反激拓撲結構

動電子設備（如筆記本電腦、手機、平板電腦、電子書閱讀器和智能手表）的日益普及導致了各種不同的 充電器類型。為了減少電子浪費并簡化用戶體驗，對具有高效率和高功率密度的通用適配器的需求已變得 明顯。為此，推出了 USB-PD 標準，支持各種輸出電壓（5V 至 20V），功率水平高達 65W。 為了確定最適合高密度 USB-PD 適配器的拓撲結構，已經通過多目標優化評估了幾種拓撲結構選項。考慮 的拓撲結構包括：具有次級側功率脈動緩沖器的 PFC 反激式、具有固定（高）輸出電壓的反激式轉換器和 后續降壓轉換器、具有寬輸出電壓范圍的反激式轉換器、級聯非對稱 PWM 反激式轉換器，其中初級側由兩 個級聯半橋組成，以及非對稱 PWM 反激式轉換器。優化結果如圖 4 所示，對應于在最壞情況輸入電壓(Vin = 90V)和最高輸出電流(Iout = 4A)下的滿載運行。此外，還顯示了熱限制線，其限定了給定功率密度所需的 最小效率，以便將適配器的表面溫度保持在 70°C 以下。只有在該線以上的設計具有被動地消散所產生的熱 量（即自然對流和輻射）而不超過殼體的熱限制所需的必要效率。這清楚地表明，最高功率密度的目標不 可避免地與最高轉換效率相關聯，這強調了綜合的多目標優化方法的必要性。

優化結果表明，非對稱反激（見圖5）是高度緊湊型充電器的最佳選擇，因為它具有最高的效率。該拓撲結構擁有利用磁化電流實現的初級側 半橋ZVS，以及同步整流開關的ZCS，為最高轉換效率奠定了基礎。轉換器在初級半橋低邊開關的固定導通時間（由諧振頻率決定）和高 邊開關的變化導通時間（取決于輸出電壓[5]）下工作。這導致變化的開關頻率。

根據優化結果，開發出了采用500V/140mΩ MOSFET的65W原型機（見圖6）[6]。它支持USBPD，具有從5V/3A至20V/3.25A的不同輸出電壓曲線。根據輸入和輸出電壓，工作頻率在100kHz至220kHz之間變化。該原型機實 現了94.8%的最大效率，而Vin = 90V時的最低滿載效率為93%，如圖9所示。

3.2 運行方式

非對稱PWM反激式轉換器的操作可以通過使用如圖7所示的四個階段來解釋：

• 階段1：能量儲存階段

• 階段2：死區時間1

• 階段3：能量轉移階段

• 階段4：死區時間2

在第一階段期間，高邊開關接通，低邊開關斷開。變壓器電流增加，諧振電容器Cr充電。次級二極管不導通。沒有能量傳遞到次級側。

階段2： 在此階段，兩個開關都關閉。變壓器中的電流將迫使半橋中點下降，直到下部MOSFET的體二極管鉗位電壓。

階段3： 在所謂的能量傳遞階段期間，低邊開關在ZVS條件下接通。高邊開關保持關閉狀態。變壓器中的電壓反轉；因此，次級二極管開始導通。存 儲在變壓器和諧振電容器中的能量被傳遞到輸出端。次級側電流是正弦的，諧振頻率由諧振電容和變壓器的漏電感定義。為了降低次級側的 導通損耗，使用同步整流MOSFET。

階段4： 在最后階段，兩個晶體管再次關閉。變壓器中的電流現在將迫使半橋中點增加其電壓。這將導致在ZVS條件下打開高邊開關。 在標準反激式轉換器或有源鉗位反激式轉換器中，變壓器始終必須存儲所有需要的能量。由于所需的輸入電壓范圍，這可能導致變壓器尺寸 沒有得到優化。 在非對稱反激式轉換器中，能量存儲以及從初級側到次級側的能量傳輸在諧振電容器和變壓器之間共享。因此，可以顯著減小變壓器的尺寸。 如圖8所示，變壓器和諧振電容器的傳輸能量取決于輸入電壓。輸入電壓越高，從變壓器傳輸到輸出端的能量越多。

為了將功率密度推至更高水平，GaN HEMT的使用成為強制需要，因為它們使得轉換器的效率增加，并因此不再有熱限制。GaN的第一個優點是大大減少了QOSS電荷，這使 得ZVS具有更低的磁化電流。因此，可以減少開關以及變壓器中的導通損耗。此外，由于較低的柵極電荷，柵極驅動損耗降低。最后但同樣重要的是，在ZVS期間與開關的COSS電容充電/放電相關的損耗在GaN HEMT中也低于超級結MOSFET [7]。因此，在整個輸入電壓范圍內，整個系統的效率可以在滿載時增加約0.4%，如圖9所示。

4 總結

所提出的諧振半橋反激式轉換器已確定為適用于高效和緊湊型 USB-PD 適配器最有前景的拓撲結構。該概 念一方面提供了由于初級和次級開關的 ZVS 和 ZCS 切換而非常有效的操作，另一方面通過調節占空比可 以容易地控制輸出電壓。 進行的應用研究表明了增強型 GaN HEMT 在適配器和充電器應用中的明顯價值。GaN HEMT 同時推動了 效率和密度到新的前沿。 對于移動應用，GaN 可為 65W USB-PD 適配器提供迄今無法實現的超過 20W/in3的小外形尺寸。